心电信号是人体心脏的细胞膜产生的电势差。心房和心室肌在静息状态下，由于细胞内外离子（K⁺、Na⁺、Ca²⁺、Cl⁻等）浓度差异而处于“极化状态”。当受到自律细胞传来的激动时，极化状态暂时瓦解，这一过程在心电图上称为“除极”（少数称“去极”），继而产生电活动。心房肌的除极表现为P波，心室肌的除极表现为QRS波群。除极之后，心肌恢复原来的极化状态，称为“复极”。复极过程远比除极缓慢，且振幅较低。心房的复极在P-R段上通常不明显（仅在右心房扩大时轻微压低），心室肌复极则表现为ST段和T波。细胞膜电位变化如下图所示。
细胞膜激动时的电位变化如下图。
在除极过程中，Na⁺内流，K⁺外流，形成反向电势差，电位突变产生脉冲信号，并沿传导系统传播形成电流。传导完成后，细胞膜复极，缓慢恢复至初始状态。
从体表采集到各心肌细胞的动作电位叠加后，形成如下所示的心电信号。
叠加后的信号即为QRS波群，如下图所示。
心电信号的主要特点：
- 频率：0.1~200 Hz
- 电压：0.1~2 mV
- 阻抗：10~30 kΩ
每个心动周期由一系列规律波形组成，包括P波、QRS复合波和T波，这些波形的起点、终点、波峰、波谷及间期详细记录了心脏活动状态，为心脏疾病诊断提供依据。正常心动周期约0.80 s，即ECG信号周期约为0.80 s。
- P波：由心房激动产生，后一半主要由左心房产生。正常历时0.08~0.11 s，波形小而圆。
- QRS复合波：反映左右心室去极化过程的电位变化，是变化最激烈的波段。由向下的Q波、向上的高尖R波、向下的S波组成，历时0.06~0.10 s，幅度变化较大。
- T波：代表心室复极的电位变化，为S波后振幅较低的波形，偏平状。在以R波为主的心电图上，T波不应太低。
- U波：位于T波之后，代表心室后继电位，方向与T波一致，幅度更低，有时不明显。
同时，ECG信号还可分为若干典型间期和段，如P-R段、P-R间期、QRS间期、S-T段和Q-T间期。
测量原理
采集人体体表信号时，以心脏为中心，体表为2D肢体导联平面，额面为2D胸导联平面进行信号采集，如下图所示。
12导联包括6个肢体导联（Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF）和6个胸导联（V1~V6）。肢体导联又分为标准双极导联和加压导联。
心电信号为矢量信号，由两点间电势差产生。标准双极导联的测量原理：
- I: LA - RA
- II: LL - RA
- III: LL - LA
可得：II = I + III。
标准双极导联连接方式如下图。
加压导联连接位置如下图所示。
加压导联可由标准双极导联推算：
- aVR：RA - (LA+LL)/2 = (I+II)/2
- aVL：LA - (LL+RA)/2 = I - II/2
- aVF：LL - (LA+RA)/2 = II - I/2
加压导联采集到的电信号如下图。
正常肢体导联心电信号如下。
胸导联测量方式见下图。
胸导联将LA、RA、LL电压平均形成威尔逊中心点（WCT），再与胸部电极差分产生信号。正常胸导联信号如下。
胸导联测量公式：
若已知I、II导联，可推出V导公式：Vx = (V[x]-RA) - (I+II)/3，因此可通过采集Vx' = V[x]-RA，并与I、II计算获得。
通常，右心房在aVF导联中展示最佳，右心室在II导联展示最佳。多数心电图系统不采用三路同步检测，左心室导联最难捕获，有时最好使用某个V导联进行检测。
ECG噪声来源
心电信号是一种非平稳、非线性、随机性较强的微弱生理信号，幅值约为毫伏级，频率在0.05~100 Hz之间。
主要干扰如下：
- 基线漂移：一般由呼吸和电极滑动引起，频率低于1 Hz，表现为缓慢变化的类正弦曲线，对ST段识别影响较大。基线漂移频率极低（主要分量约0.1 Hz），而P波、T波及ST段频率也很低（0.5~10 Hz），两者频谱接近，消除噪声时难以避免心电成分损失。
- 肌电干扰：由人体肌肉颤抖产生不规则高频电扰动，频率范围10~1000 Hz，严重时集中在10~300 Hz，类似瞬时高斯零均值白噪声。
- 工频干扰：主要源于工频电源及环境电磁场辐射，频率50 Hz或60 Hz，表现为周期性细小波纹，频率成分以基波和谐波为主。
各干扰的滤波说明：
- 基线漂移：由于ST段频率很低，无法使用低通滤波器去除。
- 工频干扰：可通过硬件滤波和软件滤波实现，使用50 Hz和60 Hz陷波器。
其他干扰还包括电极位移干扰、电极接触噪声、电刀干扰（高频干扰，频率约100 kHz~1 MHz，幅值约为心电峰峰值的200倍，持续1~10 s）等。
去噪声可采用模拟硬件滤波和数字滤波结合：
- 基线漂移：模拟高通滤波器可初步抑制；软件上可采用滤波法、分段三次函数纠正法、分段抛物线纠正法、IIR线性相位滤波器和小波变换等。
- 肌电干扰：通常采用四点平滑数字滤波算法。
- 工频干扰：
- 右腿驱动电路可将工频干扰衰减至1%以下；
- 带阻陷波器中心频率设为50 Hz；
- 数字平滑滤波；
- Levkov滤波、NOrcll滤波、多阻带陷波器、零相位滤波和自适应滤波等数字滤波器。
- 电极接触噪声和移位干扰：检测前清洁皮肤并使用一次性电极即可消除，无需额外电路。
- 高频仪器噪声：电刀干扰频率很高，可使用高通滤波器，导联线中埋入电感以滤除高频干扰。
此外，在电路设计时，为模拟前端（特别是前置放大器）增加屏蔽罩可显著减少干扰。
TI关于ECG的视频介绍可参考相关资料。
ECG信号提取——前置滤波电路
ECG信号微弱（mV级）且存在大量干扰，采集信号时需经滤波放大后送入ADC。滤波高频和工频噪声需使用低通滤波器和陷波器，有时还需高通滤波器抑制低频噪声。处理后有两种方案：
- 放大后进行ADC处理：信号放大数百倍以匹配ADC输入范围，适用于低分辨率ADC（如16位），多采用分立器件搭建。
- 使用高精度ADC直接采样：直接获取微弱信号，采用高分辨率ADC（通常为Σ-Δ型，如24位），精度可达μV级，多使用集成器件。
ADC之前的信号调理称为模拟前端。
根据ADI资料，ECG信号采集方式可分为交流耦合和直流耦合。
ECG测量的基本电路框图如下。
其原理可参考ECG信号相关内容。
一般技术指标类似：
- 输入阻抗：≥5 MΩ
- 输入偏置电流：<2 nA
- 等效输入噪声：<30 μVpp
- 共模抑制比：50 Hz正弦信号时≥90 dB
- 耐极化电压：±300 mV
- 漏电流：<30 μA
- 频带：0.05～100 Hz
采集心电信号时，电极片贴于人体并连接至板卡，经过滤波、放大进入ADC，最终转换为电压信号。由于人体信号微弱且存在体电阻，电极片与皮肤间会产生极化电压；导联线通常为屏蔽线缆，过长会引入线缆阻抗，产生共模和差模电压，导致信号含直流量，影响放大电路输入。因此，前端电路须首先处理干扰、共模和差模信号，然后进行放大。
前置滤波多采用RC电路。根据ECG频率，心电信号截止频率设为0.1~200 Hz，通常将通带设置在此范围内即可。但心电监护参数还包括pace检测和呼吸波（呼吸阻抗测量）。
Note:
人体呼吸运动时，胸壁肌肉运动导致胸廓交替变形，肌体组织的电阻抗也交替变化，
变化量约为0.1~3 Ω，称为呼吸阻抗。
pace信号由起搏器产生，形态为脉冲信号，宽度0.1~2 ms，频率约500 Hz~1 kHz。呼吸阻抗测量通常使用10 kHz以上的交流载波。因此，前置滤波电路的截止频率需根据是否测量pace和呼吸波而设定为200 Hz、1 kHz、10 kHz、30 kHz、50 kHz等。
使用TI TINA进行RC仿真，电路如下。
仿真结果如下。
三者的-3 dB截止频率分别为2.37 kHz、88 kHz、4.8 kHz。第一个采用二级RC滤波，用于需要测量pace信号的情形；第二个采用一级RC滤波，兼顾pace和呼吸波测量；第三个采用一级RC滤波，仅测pace信号。可见对100 kHz以上信号皆有抑制作用。
抗高频干扰
ECG信号经导联线引入多类干扰。由于有效信号为低频，常使用低通滤波器滤除高频成分。RC滤波电路常见，为了增强滚降（高频衰减）性能，有时使用多级RC电路。一级RC衰减为20 dB/decade，二级则为40 dB/decade。
pace信号检测
不同标准对起搏器信号的幅度和宽度要求不尽相同：
- AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007
- EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005
- IEC60601-2-25 ed. 1.0b
- IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005
- IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005
IEC60601-2-27规定：设备须显示幅度为±2 mV至±700 mV、持续0.5~2 ms的起搏脉冲，显示幅度折合到输入端（RTI）不得小于0.2 mV。AAMI EC11则规定：设备须显示幅度2~250 mV、持续0.1~2 ms、上升时间＜100 µs、频率100 ppm的脉冲；对于0.5~2 ms的脉冲，显示幅度不得小于0.2 mV。
pace信号中心频率约5 kHz，因此若需捕获pace信号，带宽不能太低。若不需要，可降至200 Hz。由于pace信号会被低通滤波器衰减，但pace脉冲可达100 mV，即使衰减仍较易检测；不过小幅度pace信号仍需后级放大，同时需抑制原始ECG信号以免干扰检测。这决定了硬件检测时需使用带高通特性的微分电路。
使用微分电路的优点：
- 滤除原始心电信号
- 检测脉冲上升沿和下降沿，而非电平
- 隔离直流信号
仅检测脉冲形态，阶跃信号不能识别为pace。
Note:
最小pace信号：100 μs / 2 mV
最大pace信号：2 ms / 700 mV 或 2 ms / 250 mV
工作原理
具有放大功能的微分电路如下所示[^5]。
高通截止频率由C1和R1决定，C2用于相位补偿，R2调节比例。C1作为“隔直电容”，通交流而阻直流，脉冲信号交流成分通过，直流被抑制。
后级使用双路阈值比较电路，检测上升沿和下降沿，如下图。
使用2 mV/100 μs方波仿真简单的微分电路（高通滤波器），见下图。
方波上升沿和下降沿均有电容放电现象，输出为斜波，下降/上升时间与RC有关。
比较电路分析：V1 > V2。当Vout > V1时输出低电平；Vout < V2时输出低电平；V2 < Vout < V1时输出高电平。平时输出高电平，因此检测的是“尖峰”。若放大倍数过高，尖峰可能被削顶。需关注尖峰宽度能否被比较器捕捉，以及过宽导致比较器持续高电平是否影响判断。
经高通后波形变为负向，中心电平为0 V。为方便单电源供电，需将电平抬升至0 V以上，放大至负电压时会强制拉低。假设运放3.3 V供电，偏置电压选1.65 V可保证最大输入范围。若最小信号放大A倍，则放大后输出电压为 A×±2 mV + 1.65 V。当A=825时，最小信号可放大至0 V和3.3 V，低电平时宽度稍大，可将放大倍数提高，因比较器可能无法捕捉窄脉冲。
完整仿真电路如下。
设定阈值2.7 V / 2.3 V。对2 mV/100 μs脉冲进行时域仿真，结果见下图。
低于2.3 V时输出低电平，高于2.3 V时输出高电平。
幅频特性如下图。
最大放大倍数为44.38 dB = 165，最小电压为2.5 - 165×2 mV = 2.17 V，与仿真一致。
仿真原始文件见^6。
器件选择
阻容
使用1%精度电阻，并需进行最坏情况分析（WCA），查看最差情况下的阈值范围。
运放
小pace幅度仅2 mV，大信号为700 mV，采用放大电路放大斜波输入时，压摆率（SR）= V/t。因此需选用高带宽、高压摆率的运放；同时pace为高速信号，宜采用高速比较器，且轨到轨（rail-to-rail）输入输出。
第二种电路
完整电路采用双电源供电，能保证负脉冲信号的检测，如下图。
仿真结果如下。
幅频特性如下图。
最大放大倍数为46 dB = 200，最小电压为2.5 - 200×2 mV = 2.1 V，与仿真吻合。
仿真原始文件见^7。
第三种电路
使用单电源，但信号来源于PGA输出。基本电路如下图。
U2运放用作比较器，当VM2为负电平时无法放大，输出0（低电平），因此该电路只能检测pace信号的上升沿。R5为平衡电阻，等于R4 || R6 ≈ 4.1 kΩ。
VM2处信号的幅频特性如下图。
最大放大倍数为48.48 dB = 265，最小电压为265×2 mV = 0.53 V，与仿真相符。
仿真原始文件见^16。
抗工频干扰
工频干扰来自交流市电。由于所有使用市电的设备均会与人体产生同频干扰，干扰经导联线进入系统。示意图如下。
市电网络与人体、人体与大地之间存在等效电容，交流分压在人体上产生与电网同频的微弱电流，称为“位移电流”。
以单导测量为例分析其影响，如下图所示。
位移电流 idb 产生共模电压 Vc = idb×ZG，共模电压为Vc，输入阻抗为Zin。两电极位置阻抗分别为Z1和Z2，Vout计算公式见下图。
输出先后为差模电压放大Gd倍、屏蔽电缆共模差压放大Gd倍、差分信号放大Gd倍。可见Vc对输出有影响，与运放CMRR、电极阻抗差异和输入阻抗有关。为减小影响，可采取以下措施：
- 提高CMRR
- 提高输入阻抗
- 降低电极位置的阻抗差异
对于浮地设备，电缆也会引入干扰，如下图所示。
假定引线1电流为 id1，引线2电流为 id2，接地回路电流 = id1 + id2。因Z1和Z2不一致转变为差模电位：V+ – V- = id1 Z2 – id2 Z1 = id (Z2 – Z1)。为降低电缆干扰，可：
电缆分布电容C1、C2一般约为100 pF/m。
直接使用市电供电必然引入工频干扰。针对性措施包括：
屏蔽驱动
电缆干扰源于市电与电缆、电缆与地之间的等效电容（屏蔽线接地）产生感应电流（或电容分压），如下图所示。
加入共模电压Vc的情况如下图。
由于Rs、C不对称，进入运放的Uic1和Uic2不同，产生差模电压Uid，其产生原因如下图所示。
屏蔽线上电压因Rs、C不对称而产生电流ic（即id），导致输入电压差异。计算公式如下图。
其分母为共模电压。
通过屏蔽驱动，将中心电平反馈至屏蔽线，使分布为心电信号，如下图。
最终分母变为Uid（Uic + Uid/2 - Uic = Uid/2），即心电信号，极大地降低了因分布电容和电阻不同导致的差模电压，消除了共模产生的差模电压。屏蔽驱动是将差分输出的中心电压经缓冲输出至屏蔽线。
右腿驱动
右腿驱动电路用以消除人体“位移电流”的影响。原理图如下。
人体位移电流产生的共模电压Vc经放大电路反向放大后输出Vo，其相位与Vc相反，从而达到抵消作用。等效公式如下图。
具体工作原理可参考^8。
通常将屏蔽驱动的输出作为右腿驱动的输入，进行反向放大。使用时需注意，屏蔽驱动和右腿驱动构成二级反馈闭环，系统存在稳定性问题。右腿驱动电路为放大电路，需做好相位补偿和稳定性分析。
TI提供了屏蔽驱动和右腿驱动的仿真电路，见^10。
电气隔离
使用隔离变压器、隔离放大器、光耦等方式将市电与板卡隔离，可有效降低工频干扰。
等效输入阻抗
输入阻抗指电路输入端的等效阻抗，即在输入端加电压源U，测量输入电流I，输入阻抗Rin = U/I。对前级滤波电容有一定要求，需根据标准合理设置。标准要求单端输入阻抗大于2.5 MΩ（0.67~40 Hz，交流阻抗）。由于后级电路阻抗极高（100 MΩ以上），故输入阻抗主要由RC决定，即 Rf + 1/(2πfCf) ≥ 2.5 MΩ，则 Cf ≤ 1/( (2.5 M - Rf) 2πf ) ≤ 1/(2.5 M×2πf)。代入40 Hz得 Cf ≤ 1/(2π×40×2.5 M) ≈ 1600 pF，即使预留一倍空间也需≤800 pF（不考虑Rf时可算得更小）。故RC电路的电容总值不能高于1600 pF。
输入阻抗要求也限制了运放的选择，心电信号微弱且人体阻抗高，必须用高阻抗仪表放大器才能获得足够的分压。
ESD保护
在导联线接口处加ESD保护管对地或电源进行静电保护，有时还需TVS管钳位以保护后端放大器。ESD保护和TVS管选择需满足标准对人体漏电流的要求：单个电极流入人体的电流不超过0.1 μA，总电流不超过1 μA。因此保护管的反向漏电流必须低于0.1 μA。对于双电源结构，需正向和反向都进行保护。
抗除颤
除颤信号功率极大，会通过导联线进入系统。保护后端电路有两种方式：
原理上都是尽量吸收除颤电流，前者通过电阻发热消耗，后者通过电容储能。
EC13关于除颤测试的电路如下图。
C=32 μF，L=25 mH，R+RL ≤ 11 Ω，RL为电感直流电阻。测试步骤：将电容充电至5000 V，S1置于A、S2闭合。放电时S1拨至B持续200±100 ms，然后断开电容以移除残余电压。两次放电网间隔20 s。
除颤电阻的选择
使用抗除颤电阻时，通过仿真^15计算电阻功率。仿真电路如下。
时控开关控制电源，可见抗除颤电阻R4上产生脉冲波形，产生脉冲电流和电压。峰值功率30 W，峰值电压1.72 kV，脉冲时间约20 ms。电阻须耐受此类条件。
波形近似三角波，需等效为脉冲方波（Datasheet中常给出脉冲方波与峰值功率对应曲线）。等效原理如下图所示。
其他波形等效如下图。
示例中时间常数t=7.15 ms，故等效脉冲宽度T = t/2 = 3.575 ms。
峰值功率 P = (1.72 kV)^2 / 100 kΩ ≈ 29.6 W，仿真结果为30 W。
因此100 kΩ电阻需满足：1.72 kV / 3.575 ms脉宽的脉冲峰值功率达到30 W。若考虑60%降额，则脉冲电压需达2.87 kV，脉冲功率50 W。
详细可参考^11。
陶瓷气体放电管的选择
除颤脉冲峰值电压为5 kV，可选择陶瓷气体放电管（GDT）将电压降至几十伏，再通过钳位二极管钳位到电源电压。
当击穿电压超过系统绝缘耐压时，放电管击穿放电，短时间内限制浪涌电压；弧光放电时电压低至几十伏，可防止浪涌进一步上升。GDT电容通常为pF级。将仿真文件中的100 kΩ电阻替换为1 pF电容，仿真得到电容两端脉冲信号最大值约700 V/19.6 ms，该值为需考虑的脉冲击穿电压。
GDT最终电压约10~35 V，需考虑该电压与系统电压的差值导致的电流，若弧光放电持续会使GDT处于“短路”状态。在快速脉冲冲击下，气体电离需一定时间（0.2~0.3 μs，最快约0.1 μs），会有一个较高的尖脉冲泄漏至后级。抑制该尖脉冲的方法有：a) 在放电管上并联电容或压敏电阻；b) 后级串联电感或一段传输线使尖脉冲衰减；c) 采用两级保护，以GDT为第一级，TVS或半导体过压保护器为第二级，两级间用电阻、电感或自恢复保险丝隔离^14。
除颤仿真电路相同，GDT的脉冲击穿电压约600~800 V，直流击穿电压应高于系统电源电压，以免直流击穿导通。TVS管选择直流击穿电压作为反向击穿值，钳位电压为系统电源电压，防止GDT在直流条件下导通。
抗电刀
电刀干扰为几百kHz的高频干扰。常用做法是在电缆中埋入电感，使用低通滤波器抑制高频；同时电刀有辐射干扰，需给模拟电路甚至整块板卡加装屏蔽罩。
Reference
[^5]: Hardware Pace using Slope Detection
[^8]: Improving Common-Mode Rejection Using the Right-Leg Drive Amplifier
根据ADI文档，心电信号采集电路从信号链架构上可分为交流耦合和直流耦合。
交流耦合
交流耦合采用分立器件，利用电容隔直功能提取心电信号。基本架构如下图所示。
信号经抗除颤、抗静电保护，低通滤除高频干扰后进入全差分放大器进行低倍放大，再经高通滤除低频干扰，接着高倍放大，最终送入低精度ADC。
由于采用隔直电容，对低频肌电干扰、工频干扰和基线漂移抑制较弱。高通截止频率通常设置在0.1 Hz左右，对50/60 Hz和1 Hz干扰无能为力，电路本身特点导致信号质量不佳。为提高信号质量，通常还需加入屏蔽驱动、右腿驱动电路，甚至需要构建威尔逊中心点（WCT）。
使用TI TINA搭建的仿真电路如下。
仿真考虑了皮肤阻抗、线缆分布电容、电阻，采用屏蔽驱动和右腿驱动。差分放大11倍，后级高倍放大80倍，总增益约880倍。耦合电容将前级直流耦合信号转为交流。
使用真实信号仿真的结果如下。
VG1为共模工频干扰，经屏蔽驱动和右腿驱动后输出反相波VF2，正好与VG1抵消，工频干扰被有效滤除。心电信号经前级匹配略有衰减，经后级放大后幅度达到2~4 V，符合常见ADC输入范围。
分析CMRR：将差分输入端短路，以VG1作为共模输入，扫描右腿电路中RG的参数（100 kΩ~10 MΩ），观察VF1频率特性，如下图所示。
可见对1 kHz以下信号，CMRR低于-100 dB，抑制能力很强。
稳定性仿真（去掉屏蔽驱动）如下。
使用初始条件（1 mV）进行仿真出现震荡，说明右腿不稳。
对右腿增加相位补偿后，波形恢复稳定，见下图。
稳定性分析采用[^4]的方法，与TI教程不同，后续可详细说明。结果如下图。
Aol与1/β的幅频曲线滚降差值小于40 dB/decade，系统稳定。相位补偿值可参考相关文献设定。
对于消费类电子，上述优化可省略，右腿驱动直接接地，对各肢体导联取信号，再通过加减法计算通道值。
ADI文档中的示意图如下。
此类消费类方案对干扰抑制较弱，仅适用于平静且空旷的环境或家居场景。
交流耦合需将心电信号放大至MCU内部ADC识别范围，通常需800~1000倍甚至更高。放大倍数越高，噪声放大越严重，共模抑制比相应降低，低精度ADC转换后的信号质量也会下降。
直流耦合
直流耦合电路相对简单，经保护电路后直接低通滤波，进入集成芯片。
集成芯片内部架构与交流类似，包含内部差分放大、WCT和RLD，但直流耦合不使用高通滤波器提取心电信号，而是直接获取包含直流的完整信号，通过算法实现基线纠偏、高频滤波等功能。
直流耦合内部采用Σ-Δ ADC，可达到很高位数（高精度），能获取μV甚至nV级信号。心电信号本身仅mV级，高精度ADC采样可准确获取信号，其余工作交由算法处理，极大降低硬件成本，效果还可提升。
直流耦合与交流耦合的比较如下表。
当前大多数心电电路采用直流耦合架构，配合专业算法处理数据。
以上仿真文件，见^3。
[^2]: TI 高精度实验室
[^4]: Signal chain basics Analyzing RL drive in ECG front end with SPICE
范例
引用一款Holter的技术指标来解读标准^1。部分技术指标如下图所示。
其频率响应为 0.05Hz~60Hz。对照标准P15页（51.5.9）章，要求如下：
由于带通特性，高通截止频率为0.67 Hz或0.05 Hz，低通截止频率为40 Hz或55 Hz。对0.67 Hz和0.05 Hz进行仿真^2，电路如下。
使用3 mV/100 ms方波信号观察输出波形，结果如下图。
由于20 kΩ对地电容，放电较快，斜率较高；而300 kΩ对地电容放电慢，斜率低。300 kΩ电阻斜率几乎为0，计算20 kΩ电阻斜率为15.43 mV/s，300 kΩ电阻斜率为0.237 mV/s，后者满足标准要求。
这说明只有截止频率为0.05 Hz时才能满足a）测试条件。实际心电信号的最低频率就是0.05 Hz，高于此频率将导致心电信号畸变。
——本文由云栈社区整理发布。
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