电荷泵拓扑结构详解：快充中的3:1/4:1降压电荷泵与效率优化

引言

电荷泵（Charge Pump）变换器是一种利用电容来升高或降低电压的 DC/DC 变换器。这类变换器的外围部件主要由电容组成，没有电感，因此 PCB 占位面积比较小。由于没有电感损耗，并且只需简单的控制就能实现零电流开启和零电压关断，开关损耗极低，效率很高，所以电荷泵在移动设备快充领域得到了广泛应用。

在电荷泵充电应用中，受限于 Type-C 线缆最大 5A（带 E-marker 芯片）通流能力，常见的 2:1（电荷泵电压输入输出比）降压电荷泵最大充电电流通常在 8A 至 10A 之间。为了满足更大充电功率和更高效率的需求，必须减小输入电流、提高输入电压，于是高压比充电电荷泵产品陆续推向市场。限于篇幅，下面仅对常见的 3:1/4:1 降压电荷泵拓扑结构做简单介绍和评论。

常见 3:1/4:1 电荷泵拓扑结构

3:1 Ladder 降压电荷泵

在 Ladder 拓扑中，蓝色标注的 NMOS FET（S1、S3、S5）会同时开启或关闭，黑色标注的 NMOS FET（S2、S4、S6）也会同时开启或关闭，并且两组管子的开关状态相差 180°。这个开关规律同样适用于下面介绍的其他拓扑结构，后续不再重复说明。

稳定状态下，当 S2、S4、S6 打开时，S1、S3、S5 均处于关闭状态。输入电流从 VIN 流入，依次流经 S6、C3、C1、S2，最终从 VOUT 流出（这里假设 VOUT 接有对地负载，后面的分析也基于同样的假设）。与此同时，C1、C2、S2、S4 构成回路，电流依次流经 C2、S4、C1、S2。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 1 倍。

当 S1、S3、S5 打开时，S2、S4、S6 均关闭。C2、C3、S3、S5 构成回路，C3 对 C2 充电；同时，C1、S1、S3 构成回路，电流依次流经 S1、C1、S3，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 2 倍。

这种拓扑的优势在于：C1、C2、C3 承受的电压均为 VOUT，开关数量较少。不足之处是飞电容较多，驱动设计较为复杂；流经 S1、S2、S3 管的平均电流为 2 倍 VIN 输入平均电流；C2 在将 C3 的电荷搬运到 C1 的过程中存在能量损失。

4:1 Dickson 降压电荷泵

稳定状态下，当 S2、S4、S6、S8 打开时，S1、S3、S5、S7 均关闭。输入电流从 VIN 流入，依次流经 S8、C3、S4，最终从 VOUT 流出。与此同时，C1、C2、S2、S4、S6 构成回路，电流依次流经 S2、C2、S6、C1、S4，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 2 倍。

当 S1、S3、S5、S7 打开时，S2、S4、S6、S8 关闭。C1、S3、S5 构成回路，电流依次流经 S3、C1、S5，最终从 VOUT 流出；与此同时，C2、C3、S1、S3、S7 构成回路，电流依次流经 S3、C3、S7、C2、S1，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流同样为 VIN 输入平均电流的 2 倍。

该拓扑的优点是飞电容数量少，开关数量也较少。缺点则是 C3、C2 均为高压电容，成本略高、尺寸略大；驱动较复杂；流经 S3、S4 管的平均电流为 2 倍 VIN 输入平均电流。

4:1 Fibonacci 降压电荷泵

稳定状态下，当 S2、S5、S8、S10 打开时，S1、S3、S4、S6、S7、S9 均关闭。输入电流从 VIN 流入，依次流经 S10、C3、S8、C2、S5、C1、S2，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 1 倍。

当 S1、S3、S4、S6、S7、S9 打开时，S2、S5、S8、S10 均关闭。C3、S1、S4、S7、S9 构成回路，电流依次流经 S9、C3、S7、S4、S1，最终从 VOUT 流出；C2、S1、S4、S6 构成回路，电流依次流经 S6、C2、S4、S1，最终从 VOUT 流出；C1、S1、S3 构成回路，电流依次流经 S3、C1、S1，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 3 倍。

该拓扑的优点是电容耐压为 VOUT 电压，驱动简单。不足是开关管数量较多；放电时开关管共享路径，导致流经 S1 的平均电流为 3 倍 VIN 输入平均电流，S4 流过的平均电流为 2 倍 VIN 输入平均电流。

4:1 Serial-parallel 降压电荷泵

稳定状态下，当 S7、S8、S9、S10 打开时，S1、S2、S3、S4、S5、S6 均关闭。输入电流从 VIN 流入，依次流经 S10、C3、S9、C2、S8、C1、S7，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 1 倍。

当 S1、S2、S3、S4、S5、S6 打开时，S7、S8、S9、S10 均关闭。C3、S5、S6 构成回路，电流依次流经 S6、C3、S5，最终从 VOUT 流出；C2、S3、S4 构成回路，电流依次流经 S4、C2、S3，最终从 VOUT 流出；C1、S1、S2 构成回路，电流依次流经 S2、C1、S1，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 3 倍。

这个拓扑的优势在于电容耐压为 VOUT 电压，所有管子流过的平均电流都是 1 倍 VIN 输入平均电流，驱动也比较简单。不足则是开关管数量较多。

4:1 Doubler 降压电荷泵

这个拓扑可以理解为两级 2:1 电荷泵的串联结构。稳定状态下，当 S2、S4、S6、S8 打开时，S1、S3、S5、S7 均关闭。输入电流从 VIN 流入，依次流经 S8、C3、S6、S4、C1、S2，最终从 VOUT 流出；C1、C2、S2、S4 构成回路，电流依次流经 C2、S4、C1、S2，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流为 VIN 输入平均电流的 2 倍。

当 S1、S3、S5、S7 打开时，S2、S4、S6、S8 均关闭。C2、C3、S5、S7 构成回路，电流依次流经 S7、C3、S5、C2；与此同时，C1、S1、S3 构成回路，电流依次流经 S3、C1、S1，最终从 VOUT 流出。此时 VOUT 流出的平均电流同样为 VIN 输入平均电流的 2 倍。

Doubler 拓扑的优势是开关管数量较少。不足是 C2、C3 为高压电容，成本略高、尺寸略大；驱动较复杂；流过 S1、S2、S3、S4 管的平均电流为 2 倍输入电流。

拓扑结构总结

从电路驱动结构复杂度、所需功率管数量、是否需要高压电容、所需最小电容数量这几个维度出发，把前面几种拓扑放在一起对比，结果如下表所示。

拓扑结构	驱动结构	功率管数量	高压电容	最小电容数量
Ladder (3:1)	复杂	6	不需要	3
Dickson (4:1)	复杂	8	需要	3
Fibonacci (4:1)	简单	10	不需要	3
Serial-parallel (4:1)	简单	10	不需要	3
Doubler (4:1)	复杂	8	需要	3

效率优化手段

在实际电荷泵产品中，往往会集成两相电路，两相之间相差 180° 交错工作，这样可以在大负载条件下取得较高的效率。下面是两种比较可行的优化方式。

减小死区时间

死区时间可以理解为所有功率管都处于关断状态的时间。在这段时间里，VOUT 没有来自输入 VIN 或飞电容的能量补给。输出负载越大，或者死区时间越长，VOUT 的电压跌落幅值就越大。较大的 VOUT 电压跌落不利于效率提升，仿真和实际测试都验证了这一点。

飞电容电位预建

互补双相电荷泵的飞电容会交替连接在上下两个电压段。每次切换之前，需要先断开与当前连接段的开关，再把它接接到下一次连接的电压段。与当前电压段的连接断开之后，由于开关节点寄生电容储存电荷的影响，飞电容仍会浮空在该段电压，直到下一次接通过程把飞电容拉到新的电压段。飞电容电压在两个电压段之间“飞行”的过程，伴随着寄生电容的充放电。如果不采用电感-电容储能交换，就无法充分消除与寄生电容及其电压变化相关的损失。

文献[2]提出了一种方案：在下次接通之前，通过接通处于两个电压段的互补飞电容开关节点，预先建立飞电容电压，从而提高电路效率。如图 6 所示，该方案利用背靠背功率管短接 CFLA、CFLB 节点，使处于不同电压段的寄生电容向中间电位拉平，从而实现无损电荷搬移，而无需使用电感。这种方法通过让处于不同电压段的寄生电容互充，最多可以减少不超过 1/4 的损失。与利用主开关通道建立新的寄生电容电压相比，该方案在预建电压的同时还完成了对栅-漏电容的充电，从而缩短了主开关导通的建立时间，实现了比单纯减少寄生电容损失更高的效率提升。这种以增加一对开关为代价换取效率改善的方案，已经在一些产品设计中以不同形式实现，并验证了效率改善效果。

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